摘要：本文以实现一种TMS320F28335控制的高频化和高效率的新型数字开关电源为背景，对基于模糊自整定PID复合控制算法的移相全桥ZVSPWM变换器进行了研究，对基于TMS320F28335的数字移相控制算法的实现进行了详细阐述，并根据设计参数，利用Matlab进行了仿真，验证了研究结果的正确可行，且充分满足设计要求。
关键词：DC/DC变换器；移相全桥；模糊自整定；PID控制；DSP
1移相全桥变换器电路结构
本文所研究的移相全桥型ZVSPWM软开关实际电路如图1所示。图1中的T1～T4是总功率开关管，D1～D4为总功率开关管的反响并联二极管，C1～C4为总功率管接电容或者是外接的电容，Lr是电路谐振电感（包含变压器的漏感），TR是输出高频变压器，VD1和VD2为输出整流二极管，Lf、Cf为输出滤波电感和电容，RL为负载，Vin为输入直流电源电压，Vo为输出电压。
2移相全桥电路的软件设计
2.1控制算法结构
电压误差是由输出电压的采样值与输出电压的基准值相比较得到。误差值由电压环模糊自整定PID调节后再经过移相控制算法，以最终实现对功率开关管的控制。
2.2模糊自整定PID复合控制器的设计
模糊控制器采用两输入三输出的结构，将检测电压与给定电压的误差e=V_ref-V_out及其误差变化率de/dt作为系统的输入信号，模糊控制的输出为修正变量参数ΔKp、ΔKi、ΔKd，实现对传统PID控制变量的实时自动校正。整体系统的输出即为电压环的检测值。
2.2.1确定输入、输出变量的模糊语言
模糊自适应模糊控制器的输入量为误差e、误差变化率ec；输出量为ΔKp、ΔKi和ΔKd。论域模糊集均设为{NB，NM，NS，ZE，PS，PM，PB}；e、ec、ΔKp、ΔKi、ΔKd的论域均为{-3，-2，-1，0，1，2，3}。
使输出电压稳定在48V是本文调压的目标，所以电压误差和电压误差变化的基本论域都取为[-48，48]，参考电压的基本论域取[-10，10]。输入（E、EC）的模糊论域均取为[-3，3]。所以比例因子分别为：ke=3/48，kec=3/48。模糊化公式为：
①
2.2.2解模糊化设计
采用加权平均法实现解模糊化，将由模糊推理决策得到的模糊量转换为精确量用于控制被控对象。计算公式：
上述公式中：u为清晰化的输出量；ui为模糊量的输出；μ（ui）为模糊量的隶属度。通过模糊控制器输出的修正值ΔKp、ΔKi、ΔKd在与PID控制器的初始值K′p、K′i、K′d分别相加之后，得到新的PID参数再输入至PID控制器，可通过下述公式计算：
但通过式①中可以得到，当误差E=int（e•ke+0.5）=0时，有|e•ke|<0.5，即e<6。由此可见，当电压误差e小于6V时，模糊控制器将停止对其进行调节。针对这种情况，本文在模糊自整定PID的基础上，加入了另一并行的PID控制，当误差小于一定值时将会触发切换。当电压误差e<6V时，通过开关Switch选择PID调节器进行控制。从而消除系统控制盲区及稳态误差，且系统的动态超调量由于切换开关延缓了积分作用而减少。
3主电路元器件参数设计
3.1变换器高频变压器的设计
3.1.1高频变压器原副边匝比的选定
变压器原副边匝比应该要满足：在最低的输入电压和最大的占空比条件下，能够输出所要求的电压，并且留有一定的裕量。可以得到式：
根据移相全桥ZVSPWM变换器的原理，考虑到占空比的丢失，把最大占空比Dmax选定为0.9，输出整流二极管上的压降VD选取1.5V，滤波电感上的压降VLf取0.5V，考虑到由功率因数校正电路输出的最低直流电压Vdc（min）为380V，可以计算出匝比K的取值范围：K≤6.21，在实际情况下，匝比取整数，所以得到K=6。
3.1.2高频变压器绕组匝数的计算
当输出电压为最大值时，高频变压器的副边所承受的电压为2VOMAX，可得副边匝数计算式如下：
副边匝数取整数47匝。
因为高频变压器副边带有中心抽头，而原边未带中心抽头，所以根据变压器变比K=6，可以得到原边绕组匝数：
3.2开关器件的设计
副边整流二极管所承受的最大反向电压为一次侧直流电压最大值除以变压器变比的两倍，所以由下列公式计算二次侧整流二极管的反向电压：
考虑两倍的裕量，取其反向耐压值为280V。流过二极管的峰值电流的计算式为：
流过二极管的平均电流为：
根据计算结果，所选择的二极管的峰值电流应该大于12A，平均电流值应该大于5.5A。
MOSFET的耐压值为直流输入电压400V，考虑到关断时刻的过电压，开关管的耐压值可以取为800V，流过开关管的峰值电流计算式如下：
3.3输出滤波电路的设计
变压器二次侧输出的是一列频率为100kHz的方波电压，其中含有大量严重的高次谐波。所以输出端需要加上滤波器，将方波电压变换成稳定的直流电压输出，选用一级LC滤波器实现上述功能。根据下列公式可计算出滤波电感值：
Uinmax为输入变压器最大值，K为高频变压器变比，fs为器件开关频率，
为允许的最大电感电流纹波峰-峰值（取额定输出电流的20%）。所以计算得到Lf=79uH。在设计输出滤波电容Cf时，需要考虑其耐压值VCf和电容量Cf。一般情况下，耐压值VCf可以选取最大输出电压VOmax的2～3倍，且在开关电源设计中把输出纹波电压Vr限制在0.2V。铝电解电容的Resr•C乘积在很大的容量和额定电压范围内基本不变，范围值为50×10-6～80×10-6，所以可由下列公式得到输出电容值Cf：
4仿真结果
根据前面分析，利用Matlab中Simulink和SimPowerSystems工具箱建立了系统模型，进行仿真分析，从仿真结果来看，输出电压能在0.05s内达到稳定值48V，输出电压稳定纹波较小，反应速度快，符合设计要求。当负载变化时输出电压瞬时会有一定的过冲，在0.05s内基本能回到稳定值48V，同样达到设计要求。
结语
为设计一种基于TMS320F28335控制的高频化和高效率新型数字开关电源，本文对移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器进行了深入研究，根据前人研究选择了适合本系统的变换器拓扑结构，并采用了模糊自适应PID复合控制算法以达到更好的控制效果。对移相控制算法基于TMS320F28335的实现做了详细阐述，并根据设计参数，利用Matlab进行仿真，验证了研究成果的正确可行。
参考文献：
[1]李宏超.基于软开关技术的PWM变换器的研究与设计[D].长春工业大学，2016.
[2]张沛然，李敏远.一种加辅助网络的移相全桥ZVSPWM变换器[J].电力电子技术，2013.
论文作者:李东1,邱伟杰2,李耀辉3,彭博4,李少鹏5
论文发表刊物:《电力设备》2018年第28期
论文发表时间:2019/3/13
标签：电压论文; 变换器论文; 模糊论文; 误差论文; 控制器论文; 耐压论文; 电路论文; 《电力设备》2018年第28期论文;