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摘要：从二次电源角度来说，在诸多应用场所中，都需要使用高电压宽范围输入DC-DC变换器，特别是近几年来，随着我国城市发展脚步的较快，电动汽车数量不断增多，并且成为了人们日常出行的主要工具。与此同时，国防军队等特种充电车辆，车辆充电过程中采用的DC-DC电路主要以高压输入低压输出为主。基于此，本文就结合实际应用情况，重点对高电压宽范围输入DC-DC变换器进行全面探究，具体如下。
关键词：高电压宽输入；DC-DC变换器；设计
现阶段，直流变换器一般为恒压或者恒流型为主，但是在部分场合中，DC/DC 转换装置一般需要在适应宽范畴内输入电压中进行，这也预示着该种类型的变压器具备较强的宽电压转换功能。结合调查得知，宽范畴转换器中，具有适用于高压宽范畴输入交错串并联正激变换器，即便其创新点比较多，但是在已有的拓扑结构电路上，结构分布比较繁琐，且成本投放高，市场应用普及度不高，实用性不强。所以，相关部门应加强对高电压宽范围输入DC-DC变换器探究，特别是在输入高压过程中可以获取低输出电压，从而获取理想市场效益。
一、高电压宽范围输入DC-DC变换器背景介绍
结合相关定义得知，在高频变压器变比为1:1的情况下，输出和输入增益洗漱设定为Av，能够把隔离型DC-DC变换器划分为三种类型，第一种是在Av小于1的情况下，为隔离型Buck变换器；第二种是在Av大于1的情况下，给隔离型Boost变换器；第三种是Av在大于1或者小于1的情况下，为隔离型Buck-Boost变换器[1]。其中，隔离型Buck变换器作为最为典型的移向全桥拓扑结构变换器；隔离型Boost变换器受到自身功率因素影响，在功率因数校正器中实现了广泛应用；隔离型Buck-Boost变换器中包含了LLC谐振变换器，其中反激变换器作为典型变换器，得到了广泛应用。正激变换器拓扑结构见图1：
二、高电压宽范围输入DC-DC变换器设计思路
1.功率管选择
在变换器设计过程中，主要工作流程在于主开关管功率选择，IAEA包含了 MOSFET 电压应力 V（BR）DSS、工作结温 Tj、电流等级 IDSS等诸多参数的选择。在开关管处于断开状态时，需要综合思考变压器漏感情况，因此将会发生断开电压峰值状况。通常情况下，在断开过程中的电压将不会大于 MOSFET 电压应力V（BR）DSS80%。假设输入电压是400v，最大占空比是50%情况下，针对双管Pwm平方型变换器上管电压应力V（BR）DSS应该大于600v，下管电压应力V（BR）DSS应该大于400V。
2.输出二极管选择
在输出二极管选择过程中，因为面临反向恢复时间问题，因此，在进行变压器设计过程中，应该选择快速或者超快速恢复二极管。其具备反向回复时间短的特点。结合半波整流自身特性，二极管反向电压应力V（BR）DSS应该综合思考断开过程中的电压峰值，在V（BR）DSS大于200v的情况下，最大导通平均电流应该超过8A。
3.输出滤波电容选择
在输出电容选择过程中，需要确保输出电压文波应该满足一定范畴要求，输出电感阻抗将会直接影响输出电流纹波数值，并且，电容阻抗将直接影响输出电压纹波数值[2]。通常情况下，电容阻抗由三种部分内容祖晨，其中包含等效电阻、等效电感和电容。在电感电流连续工作的情况下，电容容值通常受到电感纹波电流、开关频率以及输出纹波电压影响：
4.输入滤波电感选择
在出入滤波电感中，电流往往为单一方向流动，流过绕组电流是最大直流分量，同时融合一些小的交流分量。流过输入电感的电流主要以直流电流及锯齿波电流之和为主，一般情况下，ΔI 只占据负载电流8%左右。换句话说，输入滤波电感应该在直流磁化占主导的环境下运行，为了让输入滤波电感在大电流下呈现出不饱和状态下，应该利用磁芯进行运作。在小功率的情况下，通过采用环形铁粉或者铁硅铝当作磁芯。在磁芯选择过程中，输入电感磁芯通常选用铁粉芯为主，铁粉芯中含有大量的气隙，在初始磁导率比较小的情况下，通常控制在100上下[3]。在该PWM平方型变换器设计过程中，选择T130-26型号的环形磁芯。初始阶段相对磁导率为=75，AL=81.0+10%nH/N2。
5.主功率变压器设计
结合双管正激变压器自身特点，变压器通过计算以后，磁芯结果参数为：
磁芯尺寸：磁芯等效截面积AL=97mm2，变压器表面积SL=47.843cm2，线圈平均匝长LM=85.4mm，磁芯窗口面积SM=179.08mm2，窗口宽度（E-D)/2=(25.6-10.8)/2=7.4mm，窗口高度H=2×12.1=24.2mm。
绕组匝数计算：初级绕组匝数：
其中，N1表示的初级绕组匝数；表示的是工作频率；Bm表示的脉冲磁感应增量；UP1表示的变压器初级输入电压幅值；Ae表示的磁芯等效截面积。通过计算导致，初级绕组数值为30匝。
在编制工程中，原边绕组采取AWG30型号的导线，采用3匝并绕的方式。在其中绕组电流过程中，取单匝绕组AWG34型号导线，和原边外层绕组相结合。在绕制过程中，原边划分为两个绕组，绕制过程中最里层和最外层分别绕组15匝，融合绕组9匝，绕线结构见图2：
三、高电压宽范围输入DC-DC变换器实验结果
1.调频调制模式
在调频调制模式实验过程中，模拟功率电路选择参数见图3.补偿控制环路主要由PI控制器和压控振荡器等组成。
结合上图得知，PFM1表示的压控振荡器，输入PI调节器补偿信号以后，输出对应频率的PWM波。系统点和模块输入是频率信号，在sign输出1的情况下，积分模块呈现出正向线性增加状况经过增益模块以后，在Gain2输出值超过1的情况下，叠加模块输出为负数，这是sign模块输出为-1，导致点成模块输出频率信号为相反数，积分模块线性不断下降。在sign l模块和constant3叠加以后，经过Gain4的不断下降，输出为占空比0.5PWM波，频率为PWM子模块的输入信号，整个子模块形成一个完整的频率信号控制PWM生成器[4]。
2.移相调制模式
移相调制模式中补偿环通常实在PI调节器作用下，通过增加一组逻辑触发器形成，其中，移相控制驱动信号形成往往受到移相控制芯片UC3879影响。在系统满载的情况下，对移相调制模式三电平LLC谐振变换器在输入电压为555v的情况下进行闭环仿真处理。电路关键电压电流波见图4：
四、结束语
通过对宽范围电压输出的双管隔离式 PWM 平方型直流变换器的深入探究，得出其具备以下优势。第一，该平方型变换器在工作过程中占据的空间比比较大，最大占空比将超过0.5，容易保证电路控制的平稳性；第二，该变换器在工作过程中频率比较大，体积和重量相对较小；第三，操作比较简单，投放成本少，具备较强实用价值。
参考文献：
[1]曲昀卿.一种高电压增益的DC-DC变换器[J/OL].电子器件:1-5.
[2]谷恭山,郑祥杰,高明,蒋天一,石健将.两级结构模块化ISOP组合的DC-DC变换器均压控制策略[J].电工技术学报,2019,34(15):3175-3185.
[3]余岱玲,张堃,宋英杰,丁新平,张民.改进型高电压增益DC-DC变换器[J].电工技术,2018(12):108-110.
[4]胡亮灯,孙驰,赵治华,艾胜.高电压宽范围输入低电压输出的DC-DC辅助电源设计[J].电工技术学报,2015,30(03):103-114.
论文作者:张俊彦1,陈劢2
论文发表刊物:《当代电力文化》2019年第11期
论文发表时间:2019/10/17
标签：变换器论文; 电压论文; 绕组论文; 过程中论文; 电流论文; 情况下论文; 电感论文; 《当代电力文化》2019年第11期论文;